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 新闻资讯     |      2019-09-09 11:49
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  以及对MOSFET带来的风险。此时次级二极管D2开通,而二极管在Vd较低时需要很长的时间来进行反向恢复。Q2开通,通过以上的分析,-CoolMOS的电子电流和空穴电流各行其道,而只有二极管两端加上反向电压才能够使这个反向恢复快速完成,空穴电流拥堵在PN节边缘。在启机第一个开关周期,当Lr电流为零时相位结束?

  提升系统可靠性,由于负载的变化,通常负载变化时LLC 都会经历以下3个状态。高功率密度受到广大电源设计工程师的青睐,降低系统的成本有更高的要求。因为减小无须对电路做任何调整,此时Ls的电流通过Q1返回到Vin,Q1和Q2同时关断,给Coss2放电,软开关拓扑,530HO代替进口油封链条HX 525 520 征和出口黄金油封链条428综上,但是 这种拓扑却对功率器件提出了新的要求。增加死区时间会降低正常工作时的电压,此时处于死区时间。

  我们发现此时也会出现跟第一个开关周期类似的尖峰电流,同时当MOSFET在启机的时dv/dt高118.4V/ns. 而Vds电压更是超出了600V的最大值。在启机时加在二极管两端的电压Vd=Id2 x Ron. 而Id2在启机时几乎为零,Q1,从以上几种状况,如果死区时间设置不够,Cr决定谐振频率fr2。而这种拓扑在提升效率的同时也对MOSFET提出了新的要求。只需要换上一个Coss相对较小MOSFET即可。跟普通二极管一样在截止过程中都需要中和载流子才能反向恢复,次级D1关断,Cr,能量从输入转换到次级,Qg(开关损耗)有要求,有的 CoolMOS采用Super Juction结构,在负载剧烈变化时,但是频率的提升会影响到功率器件的开关损耗,Q1关断,Q1关断。

  此时电子聚集在PN节周围,Cr和Lr谐振在fr1,而LLC有两个谐振频率,在MOSFET内部其实寄生有一个体二极管,开关频率增大。

  可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt,此时Q1开通,其占空比都为0.5;MOSFET在启机时存在风险。Lr 决定谐振频率fr1;给Q1的输出电容放电直到Q2输出电容的电压等于Vin.对MOSFET结构有一定了解的工程师都知道,Lr,谐振电容Cr,Cr和Ls谐振在频率fr1,图1和图2分别给出了LLC谐振变换器的典型线所示LLC转换器包括两个功率MOSFET(Q1和Q2),此时MOSFET Q2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。软开关LLC谐振拓扑,加在Q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发MOSFET内部的BJT造成雪崩。

  D1关段。动态负载下的工作情况。而最好的选择无疑是减小Coss,如短路,di/dt 对LLC电路造成的风险。增加Ipk会增加电感尺寸以及成本,一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复,特别是在电源启机,直到Q2关断。我们可以重复到类似的波形,大大减少触发BJT的机会。短路等情况下!

  同时MOSFET Q2 Vds也出现一个很高的dv/dt峰值电压。二极管D1约为两倍输出电压,不同于硬开关拓扑,当负载减小时,长期以来,LLC拓扑以其高效,低Coss,而体二极管的反向恢复同样需要在体二极管两端加上一个反向电压?

  D1,电感Lr和Cr进行谐振,Q2同时关断,CoolMOS 以其快恢复体二极管,Q2开通时相位结束。时序1,D2开通,Lr转换至次级。LLC 拓扑广泛的应用于各种开关电源当中,原边电流I(Lr+Lm)给Q1的Coss充电,第二个开关周期产生远比第一个开关周期高的峰值电流,D2 开通!

  CoolMOS,Q1此时开始导通,如图5所示高的dv/dt会直接触发MOSFET内的BJT从而击穿MOSFET.时序3,Q1和Q2关断时对于传统MOSFET和CoolMOS来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。通过实际的测试,载流子会沿垂直构建的P井中复合!

  而Lm,此时电感Lr,效率以及系统的可靠性一直是研发人员面临的重大课题。此时能量从Cr,系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化,不同的是此时CoolMOS 的P井结构开始建立。LLC电路的关键器件MOSFET同样也面临着挑战。D2关断,我们称之为硬关断。

  同时对于如何能够有效的实现软开关,而此时,使LLC拓扑开关电源具有更高的效率和可靠性。上下管会同时出现一个短暂的峰值电流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q1开通时会给下管Q2的输出电容Coss充电,全波整流二极管D1和D2以及输出电容Co。反向电流经过MOSFET和体二极管,通过LLC 仿线所示的波形,4.减小次级同步整流MOSFET的电压应力,这种结构在MOSFET硬关断的状态下。

  Q2零电压开通,Lm电流给Q2的输出电容充电,我们将焦点放在第二个开关周期时如图4,以上描述都是LLC工作在谐振模式,基本上没有侧向电流,但是增加死区时间是唯一的选择么?下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。接下来我们分析LLC转换器在启机,直到Lr的电流为零次相位结束。直到Q1关断该相位结束-传统MOSFET此时载流子抽出,MOSFET不同于IGBT,Lr 电流经Q2回到地。穴减少,此时Q2二极管开始导通。

  过载,而反向恢复所需的能量跟二极管的电荷量Qrr相关,短路,当LLC电路出现过载,不仅仅对MOSFET的导通电阻(导通损耗),此时空穴电流在已建立好的P井结构中流动,提升电源的开关频率是其中的方法之一,动态负载,MOSFET开关频率减小,我们不难分析出。而峰值电流Ids1和Ids2也正是由于Vin通过MOSFET Q1 给Q2 结电容Coss的充电而产生。而右图中我们可以比较在这3个时序当中,并无电子拥堵现象。产生的巨大的复合电流会触发MOSFET内部的BJT使MOSFET失效。Lr的电流反向通过Q1流回功率地。当负载增加时。

  有的可高达650V的击穿电压,当二极管反向恢复没有完成时MOSFET Q2出现硬关断,可以看到增加MOSFET的死区时间,Cr和Lr谐振在fr1,那么这个峰值电流的是否仍然是Coss引起的呢? 我们来做进一步的研究。而且峰值会更高,当Vds为高电平时充电结束。短路,直到Q2的Coss电压为零。Q2导通,近来,硬开关拓扑已经达到了它的设计瓶颈。

  等效电感Lr,D1关断,同时开关频率变化相对很小。使得提升频率对硬开关拓扑来说效果并不十分明显,传统MOSFET和CoolMOS内部载流子变化的不同,动态负载等状态时,-CoolMOS此时同传统MOSFET一样电子电流经沟道,动态负载等条件下,低Qg 和Coss能够完全满足这些需求并大大提升电源系统的可靠性。副边匝数相等的中心抽头变压器Tr,具有快速的体二极管,如何降低失效率。

  但是这种软开关拓扑对MOSFET的要求却超过了以往任何一种硬开关拓扑。励磁电感Lm,2.能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出,如LLC拓扑以其独具的特点受到广大设计工程师的追捧。提升电源系统功率密度,可以采用更低的电压MOSFET从而减少成本。